讲义 Flyback电路原理

开 始

很高兴有这么一个机会，和大家一起学习和讨论Flaback电路的原理。

今天介绍的内容中，公式比较多，有些枯燥；但是经过理论推导，期望能让大家对于Flyback电路的“工作原理，伏秒平衡定律，以及 C.C.M.和D.C.M两种工作模式”等内容的理解，能更加透彻些。

主要内容：

一、 Flyback电路简述 二、 Buck-Boost转换器原理 三、 Flyback转换器原理 四、 Flyback电路改进版本介绍

附录：

I Flyback变压器设计

II Flyback电路的EMI分析

Flyback转换器原理

序 言

Flyback转换器应用相当广泛，其原因有：

从电路的角度看，Flyback电路有最少元件的特性；

从设计的角度看，Flyback电路有简单高可靠度的特点；

从经济的角度看，Flyback电路成本最低，醉适合一般小功率的电源使用。

在实际的应用中，用在接市电的低瓦数电源，多半用Flyback电路来实现，例如：

30-40W的笔记本电脑，

70-80W的个人电脑，

40-50W的传真机与影像扫描机，

20W以下的Adapter（适配器）……

未来的电子产品讲究轻薄短小又省电，所以Flyback电路会更风行。

Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。

一、Flyback电路简介

（一）Flyback电路架构

Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或\"Buck-Boost\"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.

Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。

（1）Flyback变换器理论模型如图。

（2）实际电路结构

根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。

（二）Flyback变换器优点

（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。

（2）转换效率高，损失小。

（3）匝数比值较小。

（4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85～265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。

（三）Flyback变换器缺点

（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。

（2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。

（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。

二、Buck－Boost转换器工作原理

所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback转换器，要从其基本转换器Buck－Boost电路开始。

（一）Buck－Boost电路组成

Buck－Boost电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图1。

图1 Buck－Boost电路结构

（二）电路特性

（1）输出电压为负电压

（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压

（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。

（三）工作原理

为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。

楞次定律：电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：

外电路通过电感的磁通1（电流i1）增大，电感将产生与1（电流i1）反向的磁通2（电流i2），阻碍外电路磁通1（电流i1）的增大；

外电路通过电感的1（电流i1）减小，电感将产生与1（电流i1）同向的磁通2（电流i2），阻碍外电路

1（电流i1）减小的减小。

以下就Buck－Boost稳态电路的工作作一个简要说明。

假设一个周期的开始时间为：开关晶体管Q1导通时（Turned On或Closed）。此时输入电压完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。由棱次定律，“外电路通过电感的电流i1增大，电感将产生与i1反向的电流i2，阻碍外电路电流i1的增大”。外电路电流i1（主要是主电路电流）从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，所以电感电压V1为“+”，电感所存储的能量因此逐渐增加；变压器副边的同名端为负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完全由输出电容提供，此时电容的电压会有些降低（要看电容的大小）。

当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体Q1不导通时（Turned Off或Opened），此时外电路通过电感的电流i1急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通1（电流i1）同向的磁通

2（电流i2），阻碍外电路1（电流i1）的减小”；外电路电流i1（主要是电感电流），从同名端流出，原边的

同名端为正，异名端为负，所以电感电压V1为“-”，变压器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。通过二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高些），这个情形将持续到下一个周期开始为止。

开关晶体导通的时间占整个周期的比率，称为工作周期（Duty Cycle，简称为D），D越大，表示电感充能的时间越长，依照“伏－秒平衡”原理（后面介绍），输出电压一定越高。

（四）公式推导

以下公式推导时作如下假设：

1）开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断路。

2）电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是B－H曲线为线性，且铜损/铁损忽略不计。

3）电感与输出电容构成的等效滤波器，可以有效的将输出电压滤成纹波很小的直流电压。或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。

1． 连续导通模式（C.C.M）公式推导

（1）在开关晶体ON的时间，

①

0tDTs

vL(t)VI it)i(0)1LtL(L0vL()d

iVItL(0)L （2.2）

2.1）

（

②在

tDTs时，

VIDTsiL(DTs)iL(0)L（2）当开关晶体被OFF时，

（2.3）

①

DTstTs，二级管顺偏导通，所以

vL(t)VO （2.4）

1tiL(t)iL(DTs)vL()dDTsL

VO(tDTs)iL(DTs)L （2.5）

②当

tTs时，

VO(1D)TsiL(Ts)iL(DTs)Li(0)在稳态操作情况下，LiL(Ts) （2.6）

，将（2.3）代入（2.6）得

VIDTsVO(1D)TsiL(Ts)iL(0)LL也就是

（2.7）

VIDTsVO(1D)Ts （2.8）

（2.8）就是所谓的“伏－秒平衡” 定律。电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零，如此才可确保电感器不会饱和。由（2.8），可得输出与输入电压关系式：

VODMVI1D，

当工作周期D小于0.5时，输出电压小于输入电压；

当D大于0.5时，输出电压大于输入电压。

（3）电路波形

输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤波器（C或LC）才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电容的纹波电流较大，所以使用的电容也需大，而且对等效串联电阻ESR的要求也比较严格。

备注：

ESR:是指在AC或DC下的串联等效阻抗（Equivalent Series Resistance）

ESL：在AC下的串联等效低电感（Equivalent Series Inductance）。

ESR与频率关系：电解电容的ESR会随着使用频率的上升而下降。厂商标称的ESR是在一定工作频率（120Hz,1KHz,100KHz）下的ESR，见下表：

2. 不连续导通模式（D.C.M）公式推导

以上所推导的公式是在连续导通模式（Continuous－Conduction－Mode，C.C.M）下操作的Buck-Boost电路，也就是电感的电流恒高于零。

它的物理意义是，电感的能量在(1D)Ts的期间并未完全释放。从图上显示，如果输入与输出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电流成正比，当负载电流逐渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某一时段的瞬时电流为零。此时我们称转换器即将进入不连续导通模式（Discontinuous－Conduction－Mode，D.C.M）操作。也就是说，电感的能量在充放之间，会将能量完全的释出。

其实影响C.C.M./D.C.M.的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。于是C.C.M./D.C.M.存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电流碰到零的操作点。（边界线将在后面讲述）

在D.C.M.的工作模式下，转换器有着与C.C.M.不同的特性，一般将一个工作周期分成三个部分：

D1Ts--开关晶体导通期间

D2T--开关晶体被OFF，且电感电流大于零期间

D3Ts--开关晶体被OFF，且电感电流等于零期间。

（1）在0到

D1Ts期间，即开关晶体导通期间，电感上依旧跨着输入电压，电感的电流也是线性上升，

只不过是从零点上升。

①在开关晶体ON期间，即

0tD1Ts，

vL(t)VI （2.10）

i)i)1tL(tL(0L0vL()d

VItL ②在

tD1Ts时，

i(DVID1TsL1Ts)L （2）当开关晶体被OFF，且电感电流大于零时，

①

D1Tst(D1D2)Ts，二级体顺偏， vL(t)VO 2.11）

（2.12） （2.13）（

1tiL(t)iL(D1Ts)vL()dD1TsL

VO(tD1Ts)iL(D1Ts)L （2.14）

②当

t(D1D2)Ts时，

VOD2TsiL[(D1D2)Ts]iL(D1Ts)0L （2.15）

（3）由（2.14）可以看出，电感的电流以一个斜率下降，当电流降到零时，二极体不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。这时电感电流为零，电感的电压也为零，我们称此转换器已工作在

D3Ts期间，

D31D1D2。

①

(D1D2)TstT期间，

vL(t)0 （2.16） iL(t)0 （2.17）

由2.12与2.15可得，

VID1TsVOD2Ts （2.18）

（2.18）依旧是磁性元件“伏－秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间）来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是

IVOOR12iL(D1Ts)D2，(面积公式)

由（2.15）可得

iTVOD2TsL(D1s)L，所以

2IVOD2TsO2L 其中R为负载电阻值，将（2.18）化简，得到D2得关系式，

D2L2RTLs 代入（2.18）得，

（2.19）

2.20）

（

VOD1D2MLVI （2.21）

由以上得推导得知，在D.C.M.工作的时候，工作周期D1与负载的轻重有关（2.20），这个现象与C.C.M.是不同的。

从以上分析推论知（2.21）：输入电压低，切换频率高，电感大，负载电流大都有将转换器推向C.C.M.的趋势，这从公式推导和电路物理意义，都容易得到。

现在如果将切换频率Ts，电感值L与输出电压VO固定，则可以得到一条代表C.C.M.与D.C.M.的边界曲线公式：

D2VID2VI,D2D1VIVODV1O由（2.21）得

D22，

D2VI2()()2D2D1VIVO

代入（2.19），得

VOTsVI2IO22LVI2VO （2.22）

这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作范围都很重要，设计就是依此曲线设计。

（4）电路曲线

三、Flyback转换器工作原理

Flyback不同于Buck-Boost的地方，仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”，也就是俗称的“变压器”，但不同于一般变压器，耦合电感“实实在在”的存储能量，不只是变压器的磁化能量。

就是因为将电感变成耦合电感，所以可以将初/次级隔离，而且利用匝数比的控制，使转换器的工作点设计更有弹性。另外，多组输出的应用更简单容易。

公式推导和Buck-Boost几乎一样，为更接近实际情况，将二极体顺向压降考虑进去（在低输出电压时相差很大）。

（一）先推导C.C.M.的工作情形

（1）在开关晶体ON期间，即

0tDTs ，

vLP(t)VI i(t)i1LPLP(0)LPt0vLP()d

i0)VItLP(LP 此时，二极体反偏不导通，负载电流全部由输出电容提供。v)NSLS(tNVIP iLS(t)0

（2.23）2.24）

（2.25）

（2.26）

（

在

tDTs时，

VIDTsiLP(DTs)iLP(0)LP （2.27）

（2）当开关晶体OFF时，二极体顺偏，

①

DTStTS

vLS(t)(VOVD) （2.28）

1iLS(t)iLS(DTS)LStDTSvLS()d

NP(VOVD)(tDTS)iLp(DTS)NSLS （2.29）

NPiLS(DTS)iLP(DTS)NS其中就是“变压器公式”得到的。对应到初级侧，可以得到

NPvLP(t)(VOVD)NS （2.30）

iLP(t)0 （2.31）

②当

tTS时，

iNPVO(1D)TSLS(TS)NiLp(DTS)SLS （2.32）

i(0)NSLPi由（2.27）和NLS(0)P，所以

NPNiNPVIDTsNPVIDTsLp(DTS)N[iLP(0)]iLS(0)]SSLPNSLP NPVIDTsVO(1D)TSi(T)iLSSLS(0)所以，

NSLPLS因为

LPNP2L(N)SS，所以

VNPIDN(VOVD)(1D)S （2.33） NP(VOVD)D或NSVI1D （2.34）

因为

（2.34）就是C.C.M.中输出/输入电压关系式。

（3）电路波形

观察各元件的电压与电流波形，除了耦合电感的特性外，Flyback电路确实与Buck-Boost电路完全类似，电流的导通模式都完全一样。

（二）D.C.M公式推导

（1）在

tD1Ts时，

iD)VID1TsLP(1TsLP 对应到次级侧，

v(t)NSLSNVIP iLS(t)0 （2）当开关晶体被OFF的瞬间，二极体顺偏，

i(DNPVID1TSNSVID1TSLS1TS)NSLPNPLS

在次级侧电感电流大于零期间，

D1Tst(D1D2)TsvLS(t)(VOVD)

2.37）

（2.38）2.39）

（

（

1iLS(t)iLS(D1TS)LStD1TSvLS()d

NSVID1TS(VOVD)(tD1TS)NPLSLS （2.42）

在

t(D1D2)Ts时，

iLS[(D1D2)TS]0，所以(2.42)变成

NSVID1TS(VOVD)D2TSNP （2.43）

同样可以得到“伏－秒平衡式”。由(2.42)可以看出，电感的电流依一个斜率下降，当电流降到零时【

t(D1D2)Ts】，电感的能量已消耗殆尽，二极管不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，转

由输出电容负担，这时电感的电流为零，相对电感的电压也为零，我们称工作在

D3Ts期间。

（3）

D31D1D2，

vLP(t)vLS(t)0iLP(t)iLS(t)0 （2.44）

（2.45）

负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值，也就是

2VO1(VOVO)D2TsIOiLS(D1Ts)D2R22LS （2.46）

其中，R为负载电阻值，将（2.46）化简，可得关系式

2IOLSD2(VOVO)Ts，由（2.43）可得，

NPVOVDD1D2NSVI

由以上的推导可知，在D.C.M.工作的时候，工作周期（D1）与负载的轻重有关，这个现象与C.C.M.是不同的。

（4）电路波形

D.C.M.波形

（5）C.C.M. 与D.C.M.的分界线

如果将匝数比、电感值、切换频率与输出电压固定，可推导出一条代表C.C.M. 与D.C.M.的分界线公式：

Ts(VOVD)IO[]2NS2LSVI(VOVD)NP

C.C.M与D.C.M.分界线曲线：

NSVINP

C.C.M与D.C.M.临界线时电路波形：

四、FLYBACK电路改进形式

一、 进的flyback topology电路一

（一）电路如下：

（二）Improved Fly-Back 输入输出关系

Input: 24 VDC；Output: 330VDC/500W

根据Improved Fly-Back电路工作原理，在Fly-Back电路稳定工作时（运行工况：C.C.M.），推导输入输出电压VI、VO与导通比D、变压器匝数比 n (N1 / N2) 的关系；计算电容两端电压VC。

VII1DTL1

(1)

VoVCI2(1D)TL2 (2)

I1N21I2N1n (3)

VI(VoVC)nVC （4）

由以上四个方程联立求解，可以得到，

VInVoVC  n1

n(VOVI)D  VInVo

L1n2L(备注：2)

理论计算结果：

由Vi = 24V、Vo = 330V、n = 4 / 17 可得：

D = 71.2% Vc = 83.2 V

实际测试结果:

D = 75% Vc = 82 V

（三）电路波形

Vo: Output V waveform

VC: C V waveform

ITX: TX primary I waveform

VGS: Mosfet driving signal

IDS、VDS : Mosfet ds I/V waveform

（四）电路优点 (相对Push-Pull电路)

① 以较低的成本, 实现较高较稳定的电路工作效率；

②电路工作结构：

a. 消除变压器, 避免了变压器的偏磁问题;

b. 含电流侦测电路，减小Mosfet的电流应力；

（五）电路设计注意事项

(1)为减少MOSFET及C的电压应力，采用“三明治”绕法，减小Fly-Back变压器漏感；

(2)为提高Fly-Back变压器的效率，将EE core三端加Air Gap，减少绕组Eddy current loss （涡流损耗）；

二、改进的flyback topology电路二

电路结构如下：（摘自邱宜忠《UPS原理与设计》）

是用超快恢复二极管D17、D16 【FES8BT（8A/100V/35ns）】从初级直接整流到次级，C38、C50滤波；再与变压器次级绕组之整流滤波所得电压叠加。

输入输出关系与前面改进电路一相同：

D=n(Vo-Vi)/(Vi+nVo) Vc=(Vi+nVo)/(1+n)

优缺点也类似：

优点：效率高，避免了变压器的偏磁问题。

缺点：EMI干扰大，可靠性有待实际检验。

疑点：D17、D16可否减少一个？